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            1. 公司新聞

              自制電磁感應加熱器

              作者:中輝電器     來(lái)源:www.rexlc.com    發(fā)布時(shí)間:2018/4/12 11:33:38

              串聯(lián)諧振2.5KW 鎖相環(huán)追頻ZVS,MOSFET全橋逆變;磁芯變壓器兩檔阻抗變換,水冷散熱,市電自耦調壓調功,母線(xiàn)過(guò)流保護。在開(kāi)始制作之前,有必要明確些基礎性原理及概念,這樣才不至于頭霧水。

              自制電磁感應加熱器

              、加熱機制:

              1.1渦流,只要是金屬物體處于交變磁場(chǎng)中,都會(huì )產(chǎn)生渦流,強大的高密度渦流能迅速使工件升溫。這個(gè)機制在所有電阻率不為無(wú)窮大的導體中均存在。

              1.2感應環(huán)流,工件相當于個(gè)短路的1匝線(xiàn)圈,與感應線(xiàn)圈構成個(gè)空心變壓器,由于電流比等于匝比的反比,工件上的電流是感應線(xiàn)圈中電流的N(匝數)倍,強大的感應短路電流使工件迅速升溫。這個(gè)機制在任何導體中均存在,恒定磁通密度情況下,工件與磁場(chǎng)矢量正交的面積越大,工件上感生的電流越大,效率越高。由此可看出,大磁通切割面積的工件比小面積的工件更容易獲得高溫。

              1.3磁疇摩擦(在鐵磁體內存在著(zhù)無(wú)數個(gè)線(xiàn)度約為10-4m的原本已經(jīng)磁化了的小區域,這些小區域叫磁疇),鐵磁性物質(zhì)的磁疇,在交變磁場(chǎng)的磁化與逆磁環(huán)作用下,劇烈摩擦,產(chǎn)生高溫。這個(gè)機制在鐵磁性物質(zhì)中占主導。

              由此可看出,不同材料的工件,因為加熱的機制不同,造成的加熱效果也不樣。其中鐵磁物質(zhì)三中機制都占,加熱效果好。鐵磁質(zhì)加熱到居里點(diǎn)以上時(shí),轉為順磁性,磁疇機制減退甚至消失。這時(shí)只能靠剩余兩個(gè)機制繼續加熱。

              當工件越過(guò)居里點(diǎn)后,磁感應現 象減弱,線(xiàn)圈等效阻抗大幅下降,致使諧振回路電流增大。越過(guò)居里點(diǎn)后,線(xiàn)圈電感量也跟著(zhù)下降。LC回路的固有諧振頻率會(huì )發(fā)生變化。致使固定激勵方式的加熱器失諧而造成設備損壞或效率大減。

              二、為什么要采用諧振?應采用何種諧振?

              2.1先回答個(gè)問(wèn)題。我曾經(jīng)以為只要往感應加熱線(xiàn)圈中通入足夠強的電流,就成臺感應加熱設備了。也對此做了個(gè)實(shí)驗。

              實(shí)驗中確實(shí)有加熱效果,但是遠遠沒(méi)有達到電源的輸出功率應有的效果。這是為什么呢,我們來(lái)分析下,顯然,對于固定的工件,加熱效果與逆變器實(shí)際輸出功率成正比。對于感應線(xiàn)圈,基本呈現純感性,也就是其間的電流變化永遠落后于兩端電壓的變化,也就是說(shuō)電壓達到峰值的時(shí)候,電流還未達到峰值,功率因數很低。我們知道,功率等于電壓波形與電流波形的重疊面積,而在電感中,電流與電壓波形是錯開(kāi)個(gè)角度的,這時(shí)的重疊面積很小,即便其中通過(guò)了巨大的電流,也是做無(wú)用功。這是如果單純的計算P=UI,得到的只是無(wú)功功率。而對于電容,正好相反,其間的電流永遠超前于電壓變化。如果將電容與電感構成串聯(lián)或并聯(lián)諧振,個(gè)超前,個(gè)滯后,諧振時(shí)正好抵消掉。因此電容在這里也叫功率補償電容。這時(shí)從激勵源來(lái)看,相當于向個(gè)純阻性負載供電-好文章-,電流波形與電壓波形完全重合,輸出大的有功功率。這就是為什么要采取串(并)補償電容構成諧振的主要原因。

              2.2第二個(gè)問(wèn)題,LC諧振有串聯(lián)諧振和并聯(lián)諧振,該采用什么結構呢。

              說(shuō)得直白點(diǎn),并聯(lián)諧振回路,諧振電壓等于激勵源電壓,而槽路(TANK)中的電流等于激勵電流的Q倍。串聯(lián)諧振回路的槽路電流等于激勵源電流,而L,C兩端的電壓等于激勵源電壓的Q倍,各有千秋。

              從電路結構來(lái)看:

              對于恒壓源激勵(半橋,全橋),應該采用串聯(lián)諧振回路,因為供電電壓恒定,電流越大,輸出功率也就越大,對于串聯(lián)諧振電路,在諧振點(diǎn)時(shí)整個(gè)回路阻抗小,諧振電流也達到大值,輸出大功率。串聯(lián)諧振時(shí),空載的回路Q(chēng)值高,L,C兩端電壓較高,槽路電流白白浪費在回路電阻上,發(fā)熱巨大。

              對于恒流源激勵(如單管電路),應采用并聯(lián)諧振,自由諧振時(shí)LC端電壓很高,因此能獲得很大功率。并聯(lián)諧振有個(gè)很重要的優(yōu)點(diǎn),就是空載時(shí)回路電流小,發(fā)熱功率也很小。值得提的是,從實(shí)驗效果來(lái)看,同樣的諧振電容和加熱線(xiàn)圈,同樣的驅動(dòng)功率,并聯(lián)諧振適合加熱體積較大的工件,串聯(lián)諧振適合加熱體積小的工件。

              三、 制作過(guò)程

              明白了以上原理后,可以著(zhù)手打造我們的感應加熱設備了。我們制作的這個(gè)設備主要由調壓整流電源、鎖相環(huán)、死區時(shí)間發(fā)生器、GDT電路、MOS橋、阻抗變換變壓器、LC槽路以及散熱系統幾大部分組成。

              我們再來(lái)對構成系統的原理圖進(jìn)行些分析,如下:

              槽路部分:

              C1、C2、C3、L1以及T1的次(左側)共同構成了個(gè)串聯(lián)諧振回路,因為變壓器次存在漏感,回路的走線(xiàn)也存在分布電感,所以實(shí)際諧振頻率要比單純用C1-C3容量與L1電感量計算的諧振頻率略低。圖中L1實(shí)際上為1uH,我將漏感分布電感等加在里面所以為1.3uH,參數諧振頻率為56.5KHz。

              從逆變橋輸出的高頻方波激勵信號從J2-1輸入,通過(guò)隔直電容C4及單刀雙擲開(kāi)關(guān)S1后進(jìn)入T1的初,然后流經(jīng)1:100電流

              互感器后從J2-2回流進(jìn)逆變橋。在這里,C4單純作為隔直電容,不參與諧振 ,因此應選擇容量足夠大的無(wú)感無(wú)性電容,這里選用CDE無(wú)感吸收電容1.7uF 400V五只并聯(lián)以降低發(fā)熱。

              S1的作用為阻抗變換比切換,當開(kāi)關(guān)打到上面觸點(diǎn)時(shí),變壓器的匝比為 35:0.75,折合阻抗變比為2178:1;當開(kāi)關(guān)打到下面觸點(diǎn)時(shí),變壓器匝比為24:0.75,折合阻抗變比為1024:1。為何要設置這個(gè)阻抗變比切換,主要基于以下原因。(1)鐵磁性工件的尺寸決定了整個(gè)串聯(lián)諧振回路的等效電阻,尺寸越大,等效電阻越大。(2)回路空載和帶載時(shí)等效電阻差別巨大,如果空載時(shí)變比過(guò)低,將造成逆變橋瞬間燒毀。

              T2是T1初工作電流的取樣互感器,因為匝比為1:100,且負載電阻為100Ω,所以當電阻上電壓為1V時(shí)對應T1初電流為1A。該互感器應有足夠小的漏感且易于制作,宜采用鐵氧體磁罐制作,如無(wú)磁罐也可用磁環(huán)代替。在調試電路時(shí),可通過(guò)示波器檢測J3兩端電壓的波形形狀和幅度而了解電路的工作狀態(tài),頻率,電流等參數,亦可作為過(guò)流保護的取樣點(diǎn)。

              J1端子輸出諧振電容兩端的電壓信號,當電路諧振時(shí),電容電壓與T1次電壓存在90°相位差,將這個(gè)信號送入后續的PLL鎖相環(huán),就可以自動(dòng)調節時(shí)激勵頻率始終等于諧振頻率。且相位恒定。

              L1,T1 線(xiàn)圈均采用紫銅管制作,工作中,線(xiàn)圈發(fā)熱嚴重,加入水冷措施以保證長(cháng)時(shí)間安全工作。為保證良好的傳輸特性以及防止磁飽和,T1采用兩個(gè) EE85磁芯疊合使用,在繞制線(xiàn)圈時(shí)需先用木板做個(gè)比磁芯舌截面稍微大點(diǎn)的模子,在上面繞制好后脫模。

              PLL鎖相環(huán)部分:

              PLL是整個(gè)電路的核心,請自行查閱書(shū)籍或網(wǎng)絡(luò )。 以U1五端單片開(kāi)關(guān)電源芯片LM2576-adj為核心的斬波穩壓開(kāi)關(guān)電路為整個(gè)PLL板提供穩定的,功率強勁的電源。提供15V2A的穩定電壓。因為采用15V的VDD電源,芯片只能采用CD40xx系列的CMOS器件,74系列的不能在此電壓下工作。

              CD4046 鎖相環(huán)芯片的內部VCO振蕩信號從4腳輸出,方面送到U2為核心的死區時(shí)間發(fā)生器,用以驅動(dòng)后電路。另方面回饋到CD4046的鑒相器輸入B端口3 腳。片內VCO的頻率范圍由R16、R16、W1、C13的值共同決定,如圖參數時(shí),隨著(zhù)VCO控制電壓0-15V變化,振蕩頻率在20KHz- 80KHz之間變化。

              從諧振槽路Vcap接口J1送進(jìn)來(lái)的電壓信號從J4接口輸入PLL板,經(jīng)過(guò)R14,D2,D3構成的鉗位電路后,送入 CD4046的鑒相器輸入A端口14腳。這里要注意的是,Vcap電壓的相位要倒相輸入,才能形成負反饋。D2,D3宜采用低結電容的檢波管或開(kāi)關(guān)管如 1N4148、1N60之類(lèi)。

              C7、C12為CD4046的電源退耦,旁路掉電源中的高頻分量,使其穩定工作。

              現在說(shuō)說(shuō)工作流程,我們選用的是CD4046內的鑒相器1(XOR異或門(mén))。對于鑒相器1,當兩個(gè)輸人端信號Ui、Uo的電平狀態(tài)相異時(shí)(即個(gè)高電平,個(gè)為低電平),輸出端信號UΨ為高電平;反之,Ui、Uo電平狀態(tài)相同時(shí)(即兩個(gè)均為高,或均為低電平),UΨ輸出為低電平。當Ui、Uo的相位差Δφ在0°-180°范圍內變化時(shí),UΨ的脈沖寬度m亦隨之改變,即占空比亦在改變。從比較器Ⅰ的輸入和輸出信號的波形可知,其輸出信號的頻率等于輸入信號頻率的兩倍,并且與兩個(gè)輸入信號之間的中心頻率保持90°相移。從圖中還可知,fout不定是對稱(chēng)波形。對相位比較器Ⅰ,它要求Ui、Uo的占空比均為50%(即方波),這樣才能使鎖定范圍為大。

              當14腳與3腳之間的相位差發(fā)生變化時(shí),2腳輸出的脈寬也跟著(zhù)變化,2腳的PWM信號經(jīng)過(guò)U4為核心的有源低通濾波器后得到個(gè)較為平滑的直流電平,將這個(gè)直流電平作為VCO的控制電壓,就能形成負反饋,將VCO的輸出信號與14腳的輸入信號鎖定為相同頻率,固定相位差。

              關(guān)于死區發(fā)生器,本電路中,以U2 CD4001四2輸入端與非門(mén)和外圍R8,R8,C10,C11共同組成,利用了RC充放電的延遲時(shí)間,將實(shí)時(shí)信號與延遲后的信號做與運算,得到個(gè)合適的死區。死區時(shí)間大小由R8,R8,C10,C11共同決定。如圖參數,為1.6uS左右。在實(shí)際設計安裝的時(shí)候,C10或C11應使用68pF的瓷片電容與5-45pF的可調電容并聯(lián),以方便調整兩組驅動(dòng)波形的死區對稱(chēng)性。

              關(guān)于輸出,從死區時(shí)間發(fā)生器輸出的電平信號,僅有微弱的驅動(dòng)能力,我們將其輸出功率放大到定程度才能有效地推動(dòng)后續的GDT(門(mén)驅動(dòng)變壓器)部分,Q1-Q8構成了雙性射跟隨器,俗稱(chēng)圖騰柱,將較高的輸入阻抗變換為低的輸出阻抗,適合驅動(dòng)功率負載。 R10.R11為上拉電阻,增強CD4001輸出的“1”電平的強度。有人會(huì )問(wèn)設計兩圖騰是否多余,我開(kāi)始也這么認為,試驗時(shí)單用 TIP41,TIP42為圖騰輸出,測試后發(fā)現高電平平頂斜降帶載后比較嚴重,分析為此型號晶體管的hFE過(guò)低引起,增加前8050/8550推動(dòng)后,平頂斜降消失。

              GDT門(mén)驅動(dòng)電路:

              MOSFET的門(mén)驅動(dòng)電路,采用GDT驅動(dòng)的好處就是即便驅動(dòng)出問(wèn)題,也不可能出現共態(tài)導通激勵電平。

              留適當的死區時(shí)間,這個(gè)電路死區大到1.6uS。而且MOSFET開(kāi)關(guān)迅速,沒(méi)有IGBT的拖尾,很難炸管。而且MOS的米勒效應小很多。

              電路處于ZVS狀態(tài),管子2KW下工作基本不發(fā)熱,熱擊穿不復存在。

              從PLL板輸出的兩路倒相驅動(dòng)信號,從GDT板的J1,J4接口輸入,經(jīng)過(guò)C1-C4隔直后送入脈沖隔離變壓器T1-T4。R5,R6的存在,降低了隔直電容與變壓器初的振蕩Q值,起到減少過(guò)沖和振鈴的作用。從脈沖變壓器輸出的±15V的浮地脈沖,通過(guò)R1-R4限流緩沖(延長(cháng)對Cgs的充電時(shí)間,減緩開(kāi)通斜率)后,齊納二管ZD1-ZD8對脈沖進(jìn)行雙向鉗位,后經(jīng)由J2,J3,J5,J6端子輸出到四個(gè)MOS管的GS。這里因為關(guān)斷期間為 -15V電壓,即便有少量的電平抖動(dòng)也不會(huì )使MOS管異常開(kāi)通,造成共態(tài)導通。注意,J2,J3用以驅動(dòng)個(gè)對角的MOS管,J5,J6用于驅動(dòng)另個(gè)對角的mos管。 為了有效利用之前PLL板輸出的功率以及減小驅動(dòng)板高度,這里采用4只脈沖變壓器分別對4支管子進(jìn)行驅動(dòng)。脈沖變壓器T1- T4均采用EE19磁芯,不開(kāi)氣隙,初次均用0.33mm漆包線(xiàn)繞制30T,為提高繞組間耐壓起見(jiàn),并未 采用雙線(xiàn)并繞。而是先繞初,用耐高溫膠帶3 層緣后再繞次,采用密繞方式,注意圖中+,-號表示的同名端。C1-C4均采用CBB無(wú)性電容。其余按電路參數。

              電源部分:

              市電電壓經(jīng)過(guò)自耦調壓器后從J2輸入,經(jīng)過(guò)B1全波整流后送入C1-C4進(jìn)行濾波。為了在MOS橋開(kāi)關(guān)期間,保持母線(xiàn)電壓恒定(恒壓源),故沒(méi)有加入濾波電感。C1,C2為MKP電容,主要作用為全橋鉗位過(guò)程期間的逆向突波吸收。整流濾波后的脈動(dòng)直流從 J1輸出。

              全橋部分:

              MOSFET橋電路結構比較簡(jiǎn)單,不再贅述。強調下,各個(gè)MOS管的GS到GDT板之間的引線(xiàn),盡可能樣長(cháng),但應小于250px。采用雙絞線(xiàn)。MOS管的選取應遵循以下要求:開(kāi)關(guān)時(shí)間小于100nS、耐壓高于500V、內部自帶阻尼二管、電流大于 20A、耗散功率大于150W。

              四、散熱系統

              槽路部分的阻抗變換變壓器次以及感應線(xiàn)圈部分,在滿(mǎn)功率輸出時(shí),流經(jīng)的電流達到500A之巨,如果沒(méi)有強有力的冷卻措施,將在短時(shí)間內過(guò)熱燒毀。

              該系統宜采用水冷措施,利用銅管本身作為水流通路。泵采用隔膜泵,是能自吸,二是壓力高。電路采用的是國產(chǎn)普蘭迪隔膜泵,輸出壓力達到0.6MPa,輕松在3mm內徑的銅管中實(shí)現大流量水冷。

              五、組裝

              組裝注意GDT部分,輸出端口的1腳接G,2腳接S,雙絞線(xiàn)長(cháng)度小于250px。

              六、調試

              該電路的調試比較簡(jiǎn)單,主要分以下幾個(gè)步驟進(jìn)行。

              1. PLL板整體功能檢測。電路組裝好后,先斷開(kāi)高壓電源,將PLL板JP1跳線(xiàn)的2,3腳短路,使VCO輸出固定頻率的方波。然后用示波器分別檢測四個(gè)MOS管的GS電壓,看是否滿(mǎn)足相位和幅度要求。對角的波形同相,同臂的波形反相。幅度為±15V。如果此步驟無(wú)問(wèn)題,進(jìn)行下步。如果波形相位異常,檢測雙絞線(xiàn)連接是否有誤。

              2.死區時(shí)間對稱(chēng)性調整。用示波器監測同臂的兩個(gè)MOS的GS電壓,調節PLL板C10或C11并聯(lián)的可調電容,使兩個(gè)MOS的GS電壓的高電平寬度基本致即可。死區時(shí)間差異過(guò)大的話(huà),容易造成在振蕩的前幾個(gè)周期內,就造成磁芯的累計偏磁而發(fā)生飽和炸管,隔直電容能減輕這情況。

              3. VCO 中心頻率調整。PLL環(huán)路中,VCO的中心頻率在諧振頻率附近時(shí),能獲得大的跟蹤捕捉范圍,因此有必要進(jìn)行個(gè)調整。槽路部分S1切換到上方觸點(diǎn),PLL板JP1跳線(xiàn)的2,3腳短路,使VCO控制電壓處于0.5VCC,W2置于中點(diǎn)。通過(guò)自耦調壓器將高壓輸入調節在30VAC。用萬(wàn)用表交流電流檔監測高壓輸入電流,同時(shí)用示波器監測槽路部分J3接口電壓,緩慢調節PLL板的W1,使J3電壓為標準正弦波。此時(shí),電流表的示數也為大值。這時(shí)諧振頻率與VCO中心頻率基本相等。電流波形標準正弦波,與驅動(dòng)波形滯后200nS左右。


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